La salida maxima del amplificador es aproximadamente 80%−90% del voltaje de las fuentes de potencia (mas o menos ±13V si las fuentes son ±15V ) a menos que sean del tipo "railto-rail". Estos ultimos pueden alcanzar voltajes muy cercanos a los de la fuente de potencia.En cualquier caso, la salida sufrira recorte una vez alcance el voltaje de saturacion en el lado positivo o negativo.
Corriente de corto circuito
El AO tiene un circuito de proteccion que limita la corriente a un valor maximo, llamado la corriente de corto circuito (short-circuit current, SCC). Si la corriente de salida que el AO suple o absorbe alcanza este valor, la magnitud el voltaje de salida deja de aumentar,limitando ası la corriente al valor de este parametro.
Ejemplo: Determine las resistencias mas pequeña que puede ser usada en un amplificador sin inversion sencillo con ganancia de 4V/V de tal modo que no se supere la corriente de corto circuito ISCC = 20mA cuando vO = 14V . El amplificador tiene una carga RL = 1kΩ conectada a la salida.
Disipacion de potencia
La operacion del AO requiere la extraccion de una cantidad de corriente IQ (llamada el quescient current en ingles), aun cuando la salida se mantenga en cero.Si vO=0V, el AO disipa internamente una potencia igual a
P = (VCC + VEE)IQ
donde VCC y −VEE representan los voltajes positivo y negativo de la fuente de potencia,respectivamente. Valores tipicos son VCC = +15V y −VEE = −15V .
Si la salida no es cero, una corriente iO debe ser provista a la carga y a la red de retroalimentacion. La misma debe ser extra´ıda de la fuente de potencia en adici´on a IQ. Esta corriente entrar´a o saldr´a del AO dependiendo de la polaridad de vO.
Si vO > 0, iO sale del AO y la corriente de la fuente VCC se convierte en IQ + iO. La
potencia disipada internamente es
P = (VCC + VEE)IQ + (VCC − vO)iO
Si vO < 0, iO entra al AO y la corriente de la fuente VEE se convierte en IQ + iO. La
potencia disipada internamente es
P = (VCC + VEE)IQ + (vO + VEE)iO
Note que los voltajes del power supply son VCC y −VEE (o sea, VEE es un voltaje positivo).
Ejemplo: Determine la potencia disipada por el AO usado en el ejemplo anterior si
vO =14V e IQ = 1mA. Use VCC = VEE = 15V .
Ancho de banda
La mayorıa de los AO son compensados internamente para hacerlos incondicionalmente
estables. Esto significa que el circuito interno contiene componentes que hacen que exista un polo dominante que se encuentra a una frecuencia mucho mas baja que los demas polos.
Esta situacion se muestra en la siguiente figura:
El diagrama muestra las siguientes cantidades: la ganancia de lazo abierto a, la ganancia de lazo cerrado del amplificador sin inversion 1+ R2/R1
y la frecuencia de ganancia unitaria fτ .
Este tipo de aparato se conoce como amplificador con producto ganancia-ancho de banda(GBP) constante. Como indica el termino, la reduccion en la ganancia del amplificador(causada por el uso de retro-alimentacion negativa) esta acompañada de un aumento similar en el ancho de banda, el cual puede ser calculado usando la formula
Ejemplo: Calcule el ancho de banda de un amplificador con ganancia A = +100V/V y
que utiliza el AO μA741 con fτ = 1MHz.
Amplificador con n etapas identicas
Si se desea un GBP mas grande, se pueden usar varias etapas para obtener un amplificador con la misma ganancia total. En el ejemplo anterior, la ganancia de
+100V/V se puede obtener con dos etapas con ganancia de +10V/V.Sin embargo, en este caso el ancho de banda global no es igual al de cada etapa, pues a la frecuencia fbw cada etapa reduce la ganancia por 3dB y la atenuacion total es 6dB.
Podemos obtener una formula para determinar el ancho de banda de un amplificador con n etapas identicas partiendo de la respuesta de frecuencia de cada etapa,
Para n etapas la ganancia total es
donde An0i = A0, la ganancia d.c. deseada. Notando que
y que a la frecuencia fBW (el ancho de banda del amplificador de n etapas) la ganancia totales igual a A0/√2, tenemos que
y
donde fBW es el ancho de banda del amplificador de n etapas, A0 es la ganancia del amplificador de n etapas, y n√A0 es la ganancia de cada etapa.
Ejemplo: Determine el ancho de banda de un amplificador con A = 500V/V si se usan
(i) una etapa, (ii) dos etapas, y (iii) tres etapas sin inversion. Asuma que se utiliza el AO μA741.
Etapas con inversion
La descripcion anterior se refiere a n etapas sin inversion. Si se utilizan etapas con inversion, el ancho de banda debe calcularse usando 1 + R2/R1 aunque la ganancia de cada etapa es −R2/R1. Las formulas aplican sin modificacion pero el GBP es inferior.
Ejemplo: Determine el ancho de banda de un amplificador si se usan (i) una etapa, (ii) dos etapas, y (iii) tres etapas con inversi´on para obtener una ganancia total con magnitud igual a 500V/V . Asuma que se utiliza el AO μA741.
Razon de cambio maxima (Slew-rate)
La respuesta de escalon de un amplificador de GBP constante debe ser
pues actua como un sistema de primer orden. En esta expresion τ = 1/2πfbw. Sin embargo,debido a limitaciones del circuito interno del AO, si el escalon supera un tamaño particular,una respuesta de pendiente constante precedera a la respuesta exponencial, tal como muestra en la siguiente figura.
La razon maxima a la que puede cambiar el voltaje de salida se conoce comoslew-rate
(SR). Si la señal requiere un cambio mas rapido,la señal se distorsiona y la razon de cambio se limita al slew-rate. Ejemplos de señales limitadas de este modo son los siguientes:
Para determinar el tamaño maximo del escalon que sera libre de este tipo de distorsion,observe que
es maximo en t = 0. Por tanto, si
la salida no sera limitada por el SR. Esta formula se puede expresar como
donde Vm representa el tamaño del escalon en la salida del amplificador y fbw es el ancho de banda del amplificador.
En el case de una se˜nal senoidal de frecuencia f,
v(t) = Vm sin (2πft)
la razon de cambio es
dv(t)/dt = 2πfVm cos (2πft)
y tambien es maxima en t = 0 asi que para tener una señal libre de distorsion,
2πfVm ≤ SR
Esta condicion se puede expresar como
f ≤ SR/2πVm
o como
Vm ≤ SR/2πf
Ejemplo: Calcule fmax si Vm = 10V y SR = 0.5V/μs.
Corrientes de polarizacion
El funcionamiento de AO que utilizan transistores bipolares requiere que exista corriente en los terminales de entrada del aparato. La corriente de polarizacion o bias current se define como el promedio de la corriente que entra o sale de los terminales
IB =Ip + In/2
La diferencia entre las corrientes que entran a los terminales se llama corriente de offset y se define como
IOS =| Ip − In |
Debido a que es causada por errores aleatorios en la fabricacion del circuito integrado, no es posible conocer el signo de IOS de antemano. Tıpicamente, IOS es un orden de magnitud menor que IB.
La tabla 1 muestra valores2 de IB e IOS para varios AO de uso comun. Puede observarse
la amplia de valores que pueden obtenerse de los distintos aparatos.
Table 1: Parametros de Varios AO
La tabla 1 muestra valores2 de IB e IOS para varios AO de uso comun. Puede observarse
la amplia de valores que pueden obtenerse de los distintos aparatos.
En adicion al valor de IB especificado en la tabla, es importante considerar las variaciones del parametro con temperatura. La misma puede resumirse como sigue:
• en AO que utilizan transistores bipolares, la IB disminuye a medida que la temperatura aumenta, debido a que la β de los transistores aumenta con T;
• en AO construidos con JFETs, IB se duplica cada vez que la temperatura aumenta
por 10◦C, segun la formula
IB(T) = IB(T0) × 2(T−T0)/10
• en circuitos basados en MOSFETs, la dependencia es similar a aquellos basados en
JFETs debido a la presencia de diodos usados para protecci´on contra descargas de
electricidad estatica.
Error debido a IB
Considere el siguiente diagrama,
donde por conveniencia las corrientes de polarizacion se representan como fuentes externas a un AO ideal. Los terminales de entrada estan virtualmente conectados, y
vn = vp = −IpRx
IR1 = −(Rx/R1)*Ip
El error causado por las corrientes es
Para reducir este error, podemos (i) reducir el tamaño de R2 (y consecuentemente el de R1 para mantener la misma ganancia), o (ii) escoger
Rx = R1 || R2
de tal modo que el error debido a IB, que usualmente es el componente mas importante, se cancele. En tal caso, el error restante es
EO = ±IOSR2
donde se a incluido la incertidumbre en el signo del error.
Ejemplo: Para el μA741, IB = 80nA e IOS = 20nA. Determine el error en el
voltaje de salida si R1 = 22kΩ, R2 = 2.2MΩ, y
(a) despreciamos IOS y Rx = 0;
Respuesta:
EO =(2.2 × 106)(80 × 10−9)= 176mV
(b) Rx = 22kΩ 2.2MΩ = 21782Ω;
Respuesta:
EO = ±IOSR2 = ±20nA × 2.2MΩ = ±44mV
Nivel (Offset) en el voltaje de entrada, VOS
Debido a imperfecciones en le construcci´on del AO, aun si conectamos ambas entradas a tierra vO = vog diferente 0V . Este error se representa como un voltaje de offset en la entrada,
VOS =vog/a
donde vog representa el voltaje que se mide en la salida cuando las entradas estan conectadas a tierra, y a es la ganancia de lazo abierto. El VOS usualmente se representa como una fuente d.c. conectada a la entrada + del AO, y es amplificado igual que cualquier señal conectada a dicho punto.
El valor de VOS no es constante, y cambia linealmente con temperatura. Coeficientes
tıpicos son: 5mV/◦C (741) y 0.1mV/◦C (OP-77).
Ademas, la presencia de un voltaje comun a las dos entradas (llamado voltaje de modo
comun, o vCM) produce un cambio dado por
dVOS/dvCM =1/CMRR
donde el common-mode rejection ratio (CMRR) es un parametro que se reduce a medida
que la frecuencia de la señal comun aumenta, haciendo que VOS aumente con la frecuencia de vCM.
Tambien variaciones en el voltaje de la fuente de potencia afectan el valor de VOS, de acuerdo a la formula
dVOS/dVS=1/PSRR
donde PSRR representa un parametro llamado el power-supply rejection ratio.
Por ultimo, la señal de salida vO producen cambios en la entrada diferencial del AO que afectan VOS, ΔVOS = ΔvO/ a .
Todas estas variaciones pueden combinarse en la siguiente expresion
Cancelacion del error debido a VOS y a IOS
Si el error producido por VOS e IOS excede los limites impuestos por la aplicaci´on, es necesario corregirlo añadiendo un voltaje externo que cancela el error. Esto implica que cada circuito tiene que ser ajustado en el campo, pues solo se conocen los valores limites del error y no su valor o polaridad. Algunos AO tienen terminales especiales que permiten la correccion del error d.c producido por VOS e IOS, y en este caso las publicaciones asociadas deben presentar su uso correcto. Los siguientes diagramas muestran alternativas que pueden usarse cuando
dichos terminales no estan disponibles:
Circuitos para anular el error dc
Nombre Alexander Sayago
C.I:16.232.455
Seccion 1 Materia Estado solido
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